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在LLC拓扑中,为什么选用体二极管恢复快的MOSFET?-火狐体育


本文摘要:概要在当前全球能源危机的形式下,提升电子设备的能效,获得高性能同时减少能耗,沦为业内新的关注点。

概要在当前全球能源危机的形式下,提升电子设备的能效,获得高性能同时减少能耗,沦为业内新的关注点。为迎合这一趋势,世界上许多电子厂商期望在产品规格中提升能效标准。在电源管理方面,用传统的硬电源转换器是很难超过新的能效标准。

因此,电源设计者已将研发方向改向硬电源流形,以提升电源的能效,构建更高的工作频率。LLC谐振转换器就是一种硬电源流形,容许主功率电源管零电压电源,明显减少开关损耗,大幅提高电源能效。

在这种流形中,为了构建ZVS电源,功率电源管的宿主体二极管必需反向恢复时间十分较短。如果体二极管无法完全恢复全部载流子,则在阻抗从较低到低的变化过程中,可能会再次发生软电源操作者,并有可能造成宿主双近于晶体管导通。

1.前言在电信设备电源、大型计算机/服务器、电焊机、钢材切割机等消费应用于市场上,对功率密度的市场需求每年都在快速增长。要想要提升功率密度,就必需增加元件数量,减少功率损耗,削减散热器和无源器件的尺寸。目前,软电源半桥是这些应用于的典型流形,而LLC谐振半桥则是新兴的替代方案。LLC流形保证导通前电源管电压为零(或者变频器期间电源管电流为零),从而避免每次电源时因电流和电压交错而造成的功率损耗。

在高频应用于中使用这种电源技术某种程度可以减少开关损耗,从而有助削减无源器件的尺寸。显而易见,电源功率损耗减少为在应用于设计中搭配尺寸更加小的散热器获取了有可能。零电压条件再次发生是MOSFET宿主体二极管导通所致。在阻抗较慢变化过程中,MOSFET从零电压电源转换零电流电源,在这种情况下,低dv/dt值可使宿主双近于晶体管导通并焚毁MOSFET。

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2.流形概述LLC流形的基本半桥电路是由两个电源管构成,高边电源管(Q1)和低边电源管(Q2)通过电感Lr和电容Cr与变压器连接(闻图1)。电源管与宿主体二极管(D1和D2)和宿主输入电容(C1和C2)并联,为了阐述它们在全局功能中的起到,我们在图中把它们分开标示出来。

在图1中,我们注意到多出一个Lm电感,实质上,Lm是变压器漏电感觉,其规则在LLC流形中十分最重要。图1:LLC半桥电路如果变压器原边电感Lm值相当大,会影响谐振网络,则右图右图的转换器就是一个串联谐振转换器。

图2在一个谐振单元中,当输出信号频率(fi)相等谐振频率(fr)时-即当LC电阻为零时,增益仅次于。谐振转换器工作频率范围是由两个特定的谐振频率值界定,这些频率值与电路有关。驱动控制器原作MOSFET的电源频率(fs)相等电路谐振频率,以确保谐振的最重要优势。

现在我们将看见,如何通过转变阻抗,使谐振频率从最小值(fr2)变成最大值(fr1):当时,LLC就像一个串联的RC谐振腔;这种功能经常出现在低阻抗条件下,即当Lm与较低电阻并联时;当时,LLC类似于并联RC谐振腔,这功能经常出现在较低阻抗条件下。系统一般来说不出这个区域工作,因为可以在ZCS条件下运营。如果频率fi在fr2<fi<fr1范围内,则两个功能同时不存在。

如果用于图形回应谐振单元的增益,我们就获得图3右图的曲线,不难看出,图形变化与Q值涉及。图3LLC谐振转换器的工作范围受限于峰值增益。值得注意的是,峰值电压增益既不再次发生在fr1一处,也不经常出现在fr2一处。峰值增益对应的峰值增益频率是fr2与fr1之间的仅次于频率。

随着Q值增大(随着阻抗增大),峰值增益频率横过fr2,并且取得更高的峰值增益。随着Q值减少(阻抗减少),峰值增益频率横过fr1,峰值增益上升。因此,装载应当是谐振网络设计的最好工作条件。

从MOSFET看作,如前所述,MOSFET的软电源是还包括LLC在内的谐振转换器的最重要优点,而对于整个系统,由于输入电流是正弦波,因此,EMI阻碍减少。图4右图是LLC转换器的典型波形特性。图4:LLC转换器的典型波形在图4中我们注意到,漏极电流Ids1在变正前是在负电流区转动。

胜电流值回应体二极管导通。在此阶段,由于二极管上的压降,MOSFET漏源两极的电压十分小。如果MOSFET在体二极管导通期间电源,则再次发生ZVS电源,开关损耗减少。

该特性可以削减散热器尺寸,提升系统能效。如果MOSFET电源频率fs大于fr1,功率器件上的电流的形状不会转变。事实上,如果持续时间不足以在输入二极管上产生不倒数的电流,则原边电流形状不会背离正弦波形。

图5:fs<fr1时的LLC转换器的典型波形此外,如果MOSFET的宿主输入电容C1和C2与Cr的容值非常,则谐振频率fr也不会受到器件的影响。正是由于这个原因,在设计过程中,自由选择Cr值小于C1和C2,可以解决问题这个问题,使fr值不不受所用器件的影响。

3.续流和ZVS条件分析一下谐振频率的方程式就不会找到,在低于峰值增益频率时,谐振网络的输入阻抗是感抗,谐振网络的输出电流(Ip)迟缓于谐振网络的输出电压(Vd)。在高于峰值增益频率时,谐振网络的输入阻抗变成容抗,并且Ip领先Vd。

在电容区工作时,体二极管在MOSFET电源期间继续执行反向恢复操作者。当系统在电容区工作时,MOSFET不会面对很大的潜在过热风险。事实上,如图6中的绿色圆圈右图,宿主体二极管的反向恢复时间显得十分最重要。

图6根据这一点,在阻抗由低变低的过程中(图7),驱动电路不应强迫MOSFET转入ZVS和于是以变频器电流区。如果无法确保,MOSFET的工作区有可能很危险性。图7在较低阻抗稳态条件下,系统工作在频率较低的谐振频率fr2附近,然后ZVS导通,并确保于是以变频器漏极电流。在阻抗变化(从较低到低)后,电源频率应当变为新的谐振频率。

如果没再次发生这种情况(如图8中绿线右图),则系统状态经过区域3(ZCS区域)和ZVS导通,于是以变频器漏极电流会经常出现。因此,当MOSFET变频器时,电流也不会流到宿主体二极管。在增益图上分析一下阻抗从低变低的过程,我们难于找到:图8白虚线代表阻抗变化期间的理想路径,而绿虚线回应实际路径。

在阻抗从低变低的过程中,可以看见系统经过ZCS区域,因此,宿主体二极管的性能显得十分最重要。出于这个原因,新的LLC设计的趋势是用于体二极管完全恢复时间十分较短的功率器件。


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